Результаты расчетов

γ γ мин γ макс n21 U1m, В U2m, В L, Гн Для схемы рис. 6 Lw1, Гн
L1, Гн L2, Гн

2.4.3. Выбор и расчет трансформатора.

Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объемные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Следует иметь в виду, что магнитопровод трансфор-матора для преобразователя по схемам рисунков 4,5 должен иметь немагнитный зазор или выполняться из материала не насыщающегося при относительно больших значениях напряженности магнитного поля (магнитодиэлектрика). Однако промышленность выпускает магнитодиэлектрики в ограниченном количестве. Поэтому трансформаторы таких преобразователей целесообразно выполнять на разрезных магнитопроводах. Для трансформаторов же других преобразователей Результаты расчетов могут с успехом использоваться как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы. На частоте преобразования fn= (25…50) кГц сердечники трансформаторов выполняются из феррита. Из разрезных магнитопроводов наибольшее применение находят броневые сердечники. Основные характеристики некоторых типов таких магнипроводов приведены в табл. П.1 приложения, а тороидальных - в таблице П2 приложения [1], [6].

Расчет трансформатора осуществляется по выражениям, приведенным в

таблице 3.

Порядок расчета трансформатора.

1. Определяем действующее значение токов первичной I1 и вторичной I2 обмоток трансформатора.

Для преобразователя, выполненного по схеме рисунка 7, при двухполупериодной схеме выпрямления определяется действующее значение тока каждой из вторичных полуобмоток.

2. По выражению, приведенному в таблице 3, определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна Результаты расчетов Sст × Sок.

При этом задаемся:

- коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода Кок = 0,25…0,35;

- приращением магнитной индукции D В на частоте преобразования. Значение D В для схем рисунков 3…6 приведены (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1, 2500НМС-1) в таблице 5;

- h - коэффициент полезного действия преобразователя в пределах 0,6…0,8 (меньшее значение КПД соответствует более низкому U0=5 В выходному напряжению);

- плотностью тока j в обмотках трансформатора по таблице 6. При выходе за пределы таблицы плотность тока принимается равной граничным значениям.

Таблица 5

Схема рис. 2,3 рис. 4,5 рис. 6 рис. 7
Значение приращения магнитной индукции D В, Тл При fn = 25 кГц 0,15 0,15 0,3 0,3
При fn = 50 кГц 0,1 0,1 0,2 0,2

Таблица 6

fП/PГ , Гц/Вт
j, А/м2 2,5х Результаты расчетов10+6 3,5х10+6 4х10+6 4,5х10+6 5х10+6 5,4х10+6 5,7х10+6 6х10+6

Для преобразователей рисунков 2…6 габаритная мощность трансформатора равна: PГ = U2m × I2 ×gмакс (1+h)/(2h) .

Для схемы рисунка 7 с двухполупериодным выпрямителем:

3. По известному произведению Sст × Sок с помощью таблиц П.1, П.2 приложения или по справочнику [1], [6], выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры.



4. Определяем число витков первичной W1 и вторичной W2 обмоток трансформатора.

5. Определяем поперечное сечение провода первичной q1 и вторичной q2 обмоток трансформатора.

По таблице П.3 приложения выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчет поперечного сечения провода с учетом изоляции (q'1; q'2). При небольших токах (до 3…5 А) и напряжении обмоток Результаты расчетов до 500 В рекомендуется применять провод марки ПЭТВ, свыше 500 В – марки ПЭВ-2; при токах более 5 А следует выбирать провода с комбинированной или двойной хлопчатобумажной изоляцией типа ПЭЛШО или ПБД.

Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника), например, ПЭВ-2 0.12 или ПЭЛШО 0.08.

ПЭВ-2 – провод эмалированный с двухслойной изоляцией на основе синтетических лаков;

ПЭТВ – провод эмалированный термостойкий с лаковой изоляцией;

ПНЭТ–имид – рекомендуется для работы при температуре до 240°С, имеет биметаллическую жилу медь-никель и изоляционную пленку на основе Результаты расчетов полиамидного лака;

ПСК, ПСДК – провод со стекловолокнистой изоляцией и лаковой пропиткой;

ПЭЛШО– провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шелка.

6. По известным значениям q'1; q'2; W1; W2; Sок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода

(q'1 W1 + q'2 W2) / Sок £ Kок .

Если данное условие не выполняется, то следует взять больший типоразмер магнитопровода трансформатора и произвести повторный расчет.

7. Для схем рисунков 4, 5 находим суммарную величину немагнитного зазора D l3 :

D l3 = W12 × m0 × Sст / Lw1 ,

где m0 = 4p×10-7 Гн/м. – магнитная постоянная.

Основные расчетные соотношения элементов силовой части преобразователей приведены в таблице 7.

2.4.4. Порядок расчета элементов силовой части преобразователя

1. Исходя Результаты расчетов из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения Uвых.m , определяем требуемое значение выходной емкости Сн.

Выбираем стандартный конденсатор по таблицам П.4., П.5. или П.6. [3] и рисункам П.1…П.4. При этом необходимо выбирать конденсатор так, чтобы


Таблица 7

№ п/п Параметр Схемы рис. 2, 3 Схемы рис. 4, 5 Схема рис. 6 Схема рис. 7
DIL U0(1–gмин)/(L×fn) U0(1–gмин)/(fn× × Lw1) U0(1–gмин)/ (L×fn)
DIL1 gмин Uвх. макс/ (fn×L1)
DIL2 U0(1–gмин)/(fn×L2)
U0(1–gмин)/(16 ×L× Uвых.m) gмакс×I0 макс/(2Uвых.m× fn) U0(1–gмин)/(16 ×L2× Uвых.m) U0(1–gмин)/(16 ×L×Uвых.m)
С1 Uвх.×I0 макс×gмакс× /(fn×Uвх Результаты расчетов.мин×DUc1)
С2 I0 макс×gмакс/(fn× DUc2)
Iк1 макс (I0 макс+DIL/2) /h [I0макс/(1–×gмакс)+ DIL1/2]/ h U0 ×I0 макс /(h×Uвх.мин)+DIL1/2+ ( I0 макс+DIL2/2) × (I0 макс+DIL/2) × /h Здесь: Iк1 макс = Iк2 макс
Uкэ1 макс Uвх.макс(1+W1/Wp), где: W1/Wp= gмакс/(1–gмакс) Uвх. макс+ U0/ Uвх. макс/(1–gмин) Uвх. макс
Рк I0 макс× ×Uкэ нас×gмакс+0,5fn×Uкэ 1макс×Iк1макс(tвкл.+tвыкл.) + gмакс×Кнас ×Uбэ нас× Iк1макс/h21мин. Iк1макс×Uкэ нас ×gмакс + 0,5fn×Uкэ 1макс×Iк макс(tвкл.+tвыкл.)+ gмакс×Кнас×Uбэ нас× Iк1макс/(2 h21мин Результаты расчетов.)
IVD1 макс I0 макс+DIL/2 I0 макс/(1–×gмакс) +DIL/2 (U0×I0.макс/(h×Uвх.мин)+ DIL1/2)/ +I0 макс+DIL2/2
UVD1 макс Uвх. макс× U0/gмин Uвх. макс× /(1–gмин)
PVD1 Uпр×I0макс/(1–×gмин) +fn×UVD1 макс×IVD1макс×0,01/fпред IVD1×Uпр(1–×gмин)+ fn×UVD1макс× IVD1макс×0,01/fпред


емкость была больше или равна расчетному значению, номинальное напряжение Uраб. больше или равно 1,5 U0, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования (для схемы рисунка 7 на двойной частоте преобразования) больше Uвых. m . В противном случае следует выбирать Сн на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора.

Пример записи: Конденсатор Результаты расчетов К50-29-16В-68мкф±20%.

Для конденсаторов К50-29 и К50-35 (таблица П.4.) указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах или процентах от номинального напряжения для частоты 50 Гц. Для других частот она не должна превышать значений, вычисленных по формуле

Uf = Uf50· К,

где Uf50 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения на частоте 50 Гц при температуре 40°С;

К – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения в зависимости от частоты (рисунок П.1).

Для конденсатора К50-53 (таблица П.5.) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц - I (100Гц), который можно пересчитать в напряжение пульсаций такой же частоты:

U(100Гц) = I (100Гц)/(2p·100· Сн).

Зависимость допустимого действующего значения тока от Результаты расчетов частоты представлена на рисунке П.2. Пульсации напряжения более высокой частоты f находим по формуле:

Uf = K· U(100Гц) · 100/f,

где K = If / I (100Гц).

Очевидно, что для выбранного типа конденсатора Uf должно быть больше или равно Uвых. m.

Для конденсаторов К53-14 и К53-22 (таблица П.6) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты отличается от рассмотренных ранее и отображается на рисунках П.3.

(К53-14) и П.4 (К53-22).

Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями DUc1 и DUc2(DUc1£0,1Uвх; DUc2£0,1U0). Затем по таблицам П.4…П.6. или по справочнику [1], [7] выбираем с Результаты расчетов учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что Uc1 раб ³ 1,5 Uвх. макс.; Uc2 раб ³ 1,5 U0.

2. Определяем приращение тока дросселя (для схемы рисунка 6 DIL1, DIL2).

3. По ранее выбранному значению КПД преобразователя определяем значение максимального тока коллектора Iк1 макс транзистора VT1 (транзисторов VT1, VT2, для схемы рисунка 7).

4. По выражениям таблицы 7 определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе Uкэ1 макс. Для схемы рисунка 2 величина

W1 / Wp находится из соотношения W1 / Wp = gмакс / (1-gмакс).

5. По вычисленным значениям Iк1 макс, Uкэ1 макс и заданной частоте преобразования fn из таблиц П.7, П.8 выбираем тип транзистора [1], [7].

При выборе биполярного транзистора Результаты расчетов необходимо, чтобы

Uкэ макс ³ 1,2Uкэ1 макс; Iк ³ Iк1 макс; tсп £ (0,05…0,1) / fn.

Для выбранного типа биполярного транзистора определяем значения напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения Uкэ нас. Напряжение база-эмиттер насыщения принимаем равным U бэ нас » 0,8 В. Время выключения транзистора tвыкл = t рас + tсп, где t рас – время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковой структуре, tсп – время спада. При отсутствии каких -либо данных, принимаем tсп = tвкл = t рас .

При выборе полевого транзистора из таблицы П.8 необходимо, чтобы

UСИ ³ 1,2 U кэ1 макс; Ic макс > Iк1 макс.

Для выбранного типа полевого транзистора определяем сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R си откр).

6. В Результаты расчетов случае выбора биполярного транзистора, задавшись коэффициентом насыщения Кнас = 1,2…1,3, определяем по выражению таблицы 7 максимальное значение мощности Рк, рассеиваемой транзистором. Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Рк макс > 1,2 Рк. Если последнее неравенство не выполняется, то необходимо предусмотреть параллельное соединение нескольких транзисторов либо выбрать другой тип транзистора.

Для полевого транзистора максимально допустимая мощность определяется выражением

Рст макс = I2с макс Rси отр .

Используя данные таблицы П.8 (Рмакс) проверяем возможность использования по мощности выбранного типа транзистора из условия Рмакс > Р ст макс.

7. На основании выражений таблиц 7 и 8 определяем параметры диодов VD1, VD2: среднее и максимальное Результаты расчетов значения тока диодов IVD1 макс, IVD2 макс, максимальное обратное напряжение на диодах UVD1 макс, UVD2 макс. Из таблиц П.9, П.10 или справочника [5] выбираем тип диодов VD1, VD2. Находим мощность, рассеиваемую на диодах - PVD1, PVD2.

8.Исходя из заданного значения нестабильности выходного напряжения d, определяем требуемый коэффициент передачи в контуре регулирования:


Таблица 8
№ п/п Параметр Выходной Выпрямитель Схемы рис. 2, 3 Схемы рис. 4, 5 Схема рис. 6 Схема рис. 7
IVD2 макс = IVDB макс Однополупериодный I0 макс+DIL/2
Мостовой и двухполупериодный I0 макс+ DIL/2
UVD2макс=UVDB макс Однополупериодный Uвх. макс×W2/Wp
Мостовой U0 /gмин
Двухполупериодый 2U0 /gмин
IПР. CР = IПР.VDB Однополупериодный I Результаты расчетов0 макс/2 I0 макс/2
Мостовой и двухполупериодный I0 макс/2
PVD2 = PVDB Однополупериодный Uпр×I0 макс×gмакс+fn×UVD2 макс×IVD2макс× 0,01/fпред
Мостовой и Двухполупериодный Uпр×Iпр.ср.+fn×UVD2макс×IVD2макс× 0,01/fпред

2.4.5. Расчет сетевого выпрямителя

1. На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя (см. рисунок 8).

2. Находим среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя Iвх = n21×I0 макс×gмакс .

3. По формулам таблицы 9 определяем требуемые параметры вентилей

Iв ср, Uобр и , fд.

Таблица 9


documentabvwqyr.html
documentabvwyiz.html
documentabvxfth.html
documentabvxndp.html
documentabvxunx.html
Документ Результаты расчетов